Academic literature on the topic 'IGBT Switching Loss'

6.5-kV SiC IGBT with novel drift layer structure is developed to eliminate collector voltage steepening during turn-off and thus to suppress a ringing noise. The proposed IGBT has a depletion-controlled structure (DCS) of a two-step drift layer to suppress the increase of a depletion layer during the turn-off. We fabricated n-channel SiC IGBTs with DCS designed for a blocking voltage of 6.5 kV. Also, we applied our original backside-grinding-last (BG-last) process that enables low switching loss. The DCS device successfully reduced a riging of the gate voltage and had a turn-off loss of 17.6 mJ with 3.6-kV and 32-A switching operation. Although this value is larger than that of the conventional devices (8.8 mJ) due to a tail current, it is still quite low compared with the reported switching loss of SiC IGBTs with the proper switching curves, which is estimated to be 46.1 mJ with the same rated voltage and current.

The electrical performance of GeneSiC's 1200 V/7 A SiC Super Junction Transistor (SJT) is compared with three best-in-class commercial Si IGBTs in this paper. Low leakage currents of < 100 μA at 325 °C operating temperature, switching transients < 15 ns at 250 °C, Common Source current gains of 63 and on-resistance as low as 220 mΩ were measured on the SiC SJTs. For switching 7 A, 800 V at 100 kHz, the SiC SJT+GeneSiC SiC Schottky rectifier as Free Wheeling Diode (FWD) achieved a total power loss reduction of about 64% when compared to the best all-Si IGBT+FWD configuration and a power loss reduction of about 47 %, when compared to the best Si IGBT + SiC Schottky FWD.

1700 V/20 mΩ SiC Junction Transistors (SJTs) were recently released by GeneSiC with specific on-resistance as low as 2.3 mΩ-cm2, and current gain > 100. This paper benchmarks the electrical characteristics of the 1700 V SJTs against two best-in-class Si IGBTs. The SJT features 47% and 49% lower on-state voltage drops than the two Si IGBTs, respectively, with the SJT operating at 175°C, and the IGBTs at 150°C. The conduction power loss of the best Si IGBT is 2.2 times larger than the SJT at 25°C, and 1.6 times larger at 150°C. The leakage currents measured on the best IGBT at 1700 V and 150°C is 0.93 mA, as compared to 200 nA for the SJT at 175°C. As compared to the SJT, 3.6x and 3.3x higher (hard) switching energy losses are measured on the best 1700 V Si IGBT, at 25°C, and 150°C, respectively, when switching at a DC link voltage of 1200 V.

The performance of Junction Barrier Schottky (JBS) diodes developed for medium voltage hard-switched Naval power conversion is reported. Nominally 60 A, 4.5kV rated JBS freewheeling diodes were paired with similarly rated Si IGBTs and evaluated for temperature dependent static and dynamic characteristics as well as HTRB and surge capability. The SiC JBS/Si IGBT pair was also directly compared to Si PiN diode/Si IGBT with similar ratings. Compared to Si, the SiC freewheeling diode produced over twenty times lower reverse recovery charge leading to approximately a factor-of-four-reduction in turn-on loss. Alternatively, for equivalent total switching loss, the SiC JBS/Si IGBT hybrid configuration allows for at least a 50% increase in specific switched power density. Reliability testing showed the devices to be robust with zero failures.

This paper presents the performance analysis of high frequency parallel quasi-resonant converter for domestic induction heating application as well as industrial application. The power semiconductor switch like IGBT is incorporated in this high frequency converter. Parallel Quasi-resonant topology is selected to provide ZVS and ZCS operation during switching conditions to reduce switching losses. Here, IGBT provides better efficiency and faster switching technique. In the proposed topology, a diode is connected across the IGBT ensuring the ZVS operation during turn-ON that enhances the possibility of less turn-ON loss. On the other hand, the switching frequency nearly equal to the resonant frequency ensures the ZCS operation of the IGBT during turn-OFF, which also ensures a reduction of turn-OFF loss. As a result, the performance of the induction heating system gets improved. The proposed scheme is analyzed using PSIM software environment.

The voltage spike, current spike and power loss in switching process is important factors in reliability of insulated gate bipolar transistor (IGBT). The real time simulation of IGBT is studied in this paper, taking the basic cell of IGBT power electronic circuit as an example. The function model of IGBT for real time simulation is built by piecewise interpolation method, in which the parameters are get from the datasheet. The real time simulation of IGBT is realized in field programmable gate array (FPGA), and the results can reflect the key performances of switching process.

Prototype SiC power modules are fabricated using our class 10 A, 1.2 kV SiC-MOSFETs and SiC-SBDs, and their switching characteristics are evaluated using a double pulse method. Switching waveforms show that both overshoot and tail current, which induce power losses, are suppressed markedly compared with conventional Si-IGBT modules with similar ratings. The total switching loss (MOSFET turn-ON loss, turn-OFF loss and SBD recovery loss) of SiC power modules is measured to be about 30% of that of Si-IGBT modules under the generally-used switching condition (di/dt ~250A/μs). The three losses of SiC modules decrease monotonically with a decrease in gate resistance, namely switching speed. The result shows the potential of unipolar device SiC power modules.

The commercial mature gallium nitride high electron mobility transistors (GaN HEMT) technology has drawn much attention for its great potential in industrial power electronic applications. GaN HEMT is known for low on-state resistance, high withstand voltage, and high switching frequency. This paper presents comparative experimental evaluations of GaN HEMT and conventional Si insulated gate bipolar transistors (Si IGBTs) of similar power rating. The comparative study is carried out on both the element and converter level. Firstly, on the discrete element level, the steady and dynamic characteristics of GaN HEMT are compared with Si-IGBT, including forward and reverse conducting character, and switching time. Then, the elemental switching losses are analyzed based on measured data. Finally, on a complementary buck converter level, the overall efficiency and EMI-related common-mode currents are compared. For the tested conditions, it is found that the GaN HEMT switching loss is much less than for the same power class IGBT. However, it is worth noting that special attention should be paid to reverse conduction losses in the PWM dead time (or dead band) of complementary-modulated converter legs. When migrating from IGBT to GaN, choosing a dead-time and negative gate drive voltage in conventional IGBT manner can make GaN reverse conducting losses high. It is suggested to use 0 V turn-off gate voltage and minimize the GaN dead time in order to make full use of the GaN advantages.

This paper focuses on how to define and integrate the system level and power module level with optimal conditions in SiC and Si-IGBT. To investigate the above situation, we compare the performance of SiC and Si-IGBT in power module and system level at different ambient temperatures. At the same maximum junction temperature 150°C and ambient temperature at 25°C and 80°C, it found that SiC type electrical resistance, maximum endurable current, and voltage could be better than the IGBT type power module above 20%. On the other hand, the simulation of three-phase inverter at different switching frequency such as 10kHz, 15kHz, 20kHz, 30kHz and it had been observed that the power loss of SiC inverter are 78% less for 10kHz switching frequency; 82% less for switching frequency at 15kHz; 85% less for 20kHz of switching frequency; 89% less for switching frequency at 30kHz in the Si-IGBT three-phase SPWM inverter at ambient temperature 80°C.

Radio frequency radiated emission from a variable speed drive must be limited below defined limits to avoid interference with electronic equipment. It is possible to comply with the international standards however, the current state of the art methods such as large gate drive resistance and output filters significantly reduce the efficiency or increase the cost of the products. It is known that the main source of emissions emanate from the switching transients associated with the output power semiconductors, however the exact mechanisms and specific sources are unknown. This thesis examines the interaction of power devices during the switching transient identifying features which can be controlled by a sophisticated gate drive design. Analysis of the frequency content of the signals is presented together with methods to minimise power losses while maintaining compliance with radiated emission standards. A research program has been undertaken to identify the sources responsible for radiated emissions and predict a figure of merit as an indication of compliance. Measuring radio frequency content on high voltage and current signals is difficult and several techniques to accurately achieve this are presented. Simple passive gate drive solutions which can be easily implemented are examined along with a discussion on more complicated optimised solutions.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten
This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points

Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) based voltage source converter (VSC) applica-tions embedded in power systems are growing. Optimal design of thermal management systems for such converters requires estimation of IGBT losses under various operating conditions, both normal and abnormal. Therefore, development of tools for estimating IGBT losses in EMT simulators is important as converters embedded in large power sys-tems are simulated in EMT simulators. Two circuit models are developed to simulate turn-on and turn-off transients using a be-havioral approach. These circuit models mimic the observed behavior in distinct phases of the turn-on and turn-off transients under the inductive load switching. In this model, the nonlinear nature of the circuit model of the IGBT is treated and converter specific in-fluential parameters are taken in to account. An excellent correlation between the meas-ured and simulated waveforms as well as measured and estimated switching losses is ob-served. Finally, an efficient method to incorporate switching loss calculation in an EMT program in the form of a lookup table created using the developed transient model is pro-posed.

碩士
中正理工學院
電機工程研究所
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The influence of gate series resister (GSR) on an IGBT is studied in this thesis. By using theoretical analysis, computer simulation, and experimentation, a proper GSR is selected to reduce switching losses and output ringing phenomenons of the IGBT. If the proper GSR were used, the IGBT can be operated efficiently, higher reliability, and lower temperature. The relation between GSR and IGBT is derived from small signal model of the IGBT. PSpice and MATLAB Simulink are also used to find the proper GSR. A C3845- and TLP250-drived single side IGBT converter testing circuit is applied in the experimentation to verify the availability of the small signal model. By measuring the voltage on and the current through the IGBT, switching losses can be analyzed.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169
This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169